便攜式消費(fèi)類電子產(chǎn)品的深入發(fā)展對電源的要求越來越高，電流模DC—DC轉(zhuǎn)換器具有輸入范圍寬、轉(zhuǎn)化效率高、輸出功率大等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于智能手機(jī)，PDA等便攜式電子產(chǎn)品中。由于這些移動設(shè)備的功能的不斷豐富，要求負(fù)載電流的動態(tài)范圍也越來越大，這就對供電電源的穩(wěn)定性提出了更高的要求。
近年來，許多改善電流模DC—DC瞬態(tài)響應(yīng)方案被提出。例如文獻(xiàn)提出在補(bǔ)償電路引入新的零點(diǎn)和極點(diǎn)來抵消控制環(huán)路的零極點(diǎn)。雖然文中的轉(zhuǎn)換器獲得了足夠的相位裕度，但這種設(shè)想并沒有得到實驗的驗證。文獻(xiàn)提出了一種針對線性穩(wěn)壓器的零極點(diǎn)跟蹤頻率補(bǔ)償，但由于控制策略不同，這種方法并不適合脈沖寬度調(diào)制(PWM)的控制環(huán)路。文獻(xiàn)提出了一種數(shù)字控制方案，但設(shè)計芯片的模數(shù)轉(zhuǎn)換部分開銷較大。本文在分析電流模Buck型DC—DC環(huán)路穩(wěn)定性的基礎(chǔ)上提出了一種新穎的控制策略。用采樣電路采樣電感電流，將所得值與一系列基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，所得比較結(jié)果控制誤差放大器輸出級和補(bǔ)償電阻。這樣就實現(xiàn)了系統(tǒng)的主極點(diǎn)和主零點(diǎn)動態(tài)地隨負(fù)載電流調(diào)整。
1 電流模Buck型DC—DC環(huán)路穩(wěn)定性分析
從圖1中Buck型DC—DC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來看，輸入電壓Vin到輸出電壓Vout之間經(jīng)歷了一個LC濾波網(wǎng)絡(luò)。假設(shè)電感和電容是理想情況，得出該濾波網(wǎng)絡(luò)的傳輸函數(shù)
由等式(2)可見LC濾波網(wǎng)絡(luò)存在共軛雙極點(diǎn)。小信號時，電流流經(jīng)該濾波器會在共軛雙極點(diǎn)處發(fā)生180°相移，從而導(dǎo)致系統(tǒng)振蕩。
DC—DC控制方式分為電壓模和電流模兩種。電壓模控制方式適用于高頻系統(tǒng)中，抗噪性好。但電壓模控制方式的缺點(diǎn)是環(huán)路補(bǔ)償復(fù)雜，且系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)差。電流模控制方式是在原電壓控制環(huán)的基礎(chǔ)上添加了一個電流控制環(huán)，實現(xiàn)雙環(huán)控制。用采樣電路對電感電流進(jìn)行峰值采樣，將采樣的結(jié)果與誤差放大器的補(bǔ)償端進(jìn)行比較，比較結(jié)果用于調(diào)節(jié)開關(guān)信號的占空比，實現(xiàn)系統(tǒng)穩(wěn)定的輸出。由于調(diào)整信號沒有經(jīng)過LC濾波器，避免了LC濾波器的共軛雙極點(diǎn)帶來的困擾。
通過對圖1進(jìn)行小信號建模得出，在忽略輸出電容寄生效應(yīng)的前提下，要使系統(tǒng)輸出穩(wěn)定，必須在補(bǔ)償模塊中出現(xiàn)一個極點(diǎn)和一個零點(diǎn)，其中極點(diǎn)盡可能靠近原點(diǎn)，零點(diǎn)用于補(bǔ)償位于輸出級的極點(diǎn)，從而使整個系統(tǒng)成為一個穩(wěn)定的單極點(diǎn)系統(tǒng)。圖2所示的由誤差放大器和電阻電容組成的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可以實現(xiàn)這一要求。圖2(b)為圖2(a)的小信號模型。
其中，r0為誤差放大器的輸出阻抗;RCCc為補(bǔ)償電阻和補(bǔ)償電容;AV為運(yùn)放開環(huán)增益。添加補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)后，系統(tǒng)的頻率響應(yīng)曲線如圖3所示。誤差放大器將ωp1往前推，作為主極點(diǎn)。同時引入了一個零點(diǎn)ωz，補(bǔ)償了位于次主極點(diǎn)損失的相位裕度，使系統(tǒng)成為一個穩(wěn)定的單極點(diǎn)系統(tǒng)。ωp2為位于輸出端的次主極點(diǎn)。由負(fù)載電阻和輸出電阻決定。
2 改進(jìn)的誤差放大器設(shè)計
在電流模Buck型DC—DC系統(tǒng)中，誤差放大器作為反饋回路檢測輸出負(fù)載變化的信息，并反映到系統(tǒng)中去。從式(4)得到誤差放大器的輸出阻抗，確定系統(tǒng)主極點(diǎn)的位置，從而得出環(huán)路的瞬態(tài)響應(yīng)。
當(dāng)要求系統(tǒng)的負(fù)載電流變化范圍較大且較快速時，通常設(shè)置的零極點(diǎn)由于不能隨著負(fù)載電流的變化而做出調(diào)整，使系統(tǒng)的帶寬被限定在某一固定值，從而影響系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)。設(shè)想如果系統(tǒng)的零極點(diǎn)位置隨著負(fù)載電流的變化而動態(tài)調(diào)整時，系統(tǒng)的相位裕度就會較固定，從而改善系統(tǒng)在負(fù)載電流變化情況下的瞬態(tài)響應(yīng)。
圖3為設(shè)計的誤差放大器，采用常用的OTA結(jié)構(gòu)。M1、M2為運(yùn)放的差分輸入端，M3、M4，M5、M6為共源共柵結(jié)構(gòu)作為輸出端以提高運(yùn)放第一級的增益。M7、M8，M9、M10，為第二級共源共柵的輸入，M11、M12，M13、M14為第二級負(fù)載。M15、M16，為運(yùn)放的偏置電流。虛線框內(nèi)為選擇性添加的電路。例如，當(dāng)開關(guān)S1導(dǎo)通時，S1所在的支路則添加到右邊電路中。S1的導(dǎo)通與關(guān)斷由圖4給出。
當(dāng)開關(guān)S1，S2，…，Sn均關(guān)斷時，運(yùn)放的輸出阻抗為
3 開關(guān)控制邏輯設(shè)計
誤差放大器中控制開關(guān)的導(dǎo)通實現(xiàn)了系統(tǒng)零極點(diǎn)的動態(tài)調(diào)整。而開關(guān)何時導(dǎo)通則由電感電流幅度決定。
該控制電路主要由比較器和邏輯驅(qū)動電路構(gòu)成。Vsense為采樣的電感電流轉(zhuǎn)換成的電壓，其反映了電感電流的變化。Buck型DC—DC轉(zhuǎn)換器中電感電流的平均值等于負(fù)載電流，本文檢測電感電流相當(dāng)于檢測了負(fù)載電流。Vref_1，Vref_2，…，Vref_n。為門限電壓，Vref_1Vref_1，但>Vref_2時，比較結(jié)果通過邏輯驅(qū)動產(chǎn)生S1導(dǎo)通信號。當(dāng)采樣電流Vsense>Vref_1和Vref_2，但>Vref_3時，產(chǎn)生S2導(dǎo)通信號，以此類推，實現(xiàn)了誤差放大器的輸出阻抗和補(bǔ)償電阻，負(fù)載電流的變化而調(diào)整。
4 測試結(jié)果
采用以上結(jié)構(gòu)的電流模Buck型DC—DC基于某廠家0.5μm標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝進(jìn)行流片。并在以下條件下測試：片外電感L=5.6μH，輸出電容Cout=47μF，輸入電壓Vin=12 V，輸出電壓Vout=3.3 V，負(fù)載電流Iout=1.5 A，室溫25℃。圖6(a)所示，當(dāng)負(fù)載電流Iout由1.5 A跳變到3 A時，輸出電壓的上沖或下沖約為100 mV。圖6(b)所示為采用此結(jié)構(gòu)誤差放大器的DC—DC在同等條件下的測試圖，此時上沖或下沖約為50 mV。可見使用該電路結(jié)構(gòu)的誤差放大器明顯改善了當(dāng)負(fù)載電流跳變時的瞬態(tài)響應(yīng)。
5 結(jié)束語
設(shè)計了一種誤差放大器，其輸出級電路和補(bǔ)償電阻均采用自適應(yīng)的方式，實現(xiàn)了隨著負(fù)載電流的變化而自動調(diào)整。實現(xiàn)了環(huán)路的動態(tài)補(bǔ)償，提高了系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)。電路的調(diào)整由開關(guān)控制電路實現(xiàn)，將采樣所得的電流與門限電壓相比較產(chǎn)生修調(diào)信號。測試結(jié)果顯示，該設(shè)計提高了系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)。 |
