本文主要通過對Droop法DC/DC變換器并聯(lián)均流技術(shù)的研究，設(shè)計(jì)了一種基于反激式電路拓?fù)涞膬蓚�(gè)DC/DC變換器并聯(lián)輸出的均流變換器。
單端反激電路的電路拓?fù)浼肮ぷ髟?/font>
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圖1 反激式變換器
反激式變換器是在基本Buck-Boost變換器中插入變壓器形成的，線路組成見圖1所示。變壓器原邊繞組其實(shí)是充當(dāng)一個(gè)儲能電感的作用，后文將敘述到初級電感量的設(shè)計(jì)將影響到反激式變換器的工作模式。
電路工作的第一階段是能量存儲階段，此時(shí)開關(guān)管Tr導(dǎo)通，原邊繞組電流Ip的線性變化遵循式(1)。
 (1)
電路工作的第二階段是能量傳送階段，此時(shí)開關(guān)管Tr關(guān)斷，原邊電流為零，副邊整流二極管D導(dǎo)通，出現(xiàn)感生電流。并且按照功率恒定原則，副邊繞組安匝值與原邊安匝值相等。副邊繞組電流Is遵循式(2)。
 (2)
其中為副邊繞組電壓，為變壓器副邊的等效電感。
電路工作模式
(1)工作模式改變的條件
如圖1所示的變換器，設(shè)開關(guān)管導(dǎo)通占空比為D1，二極管導(dǎo)通占空比為D2，工作周期為Ts，按穩(wěn)態(tài)電感電流增量相等原則有：
 (3)
連續(xù)模式時(shí)，D1期間(開關(guān)管導(dǎo)通，二極管截止)存儲在L上的能量在D2期間(開關(guān)管截止，二極管導(dǎo)通)沒有完全放完，故有：
 (4)
不連續(xù)模式時(shí)，D1期間(開關(guān)管導(dǎo)通，二極管截止)存儲在L上的能量在小于D2期間(開關(guān)管截止，二極管導(dǎo)通)已完全放完，故有：
 (5)
從而可以推導(dǎo)臨界連續(xù)的條件是：
D1+D2=1且每周期開始時(shí)的IP=0
故有：
 (6)
其中，Lc為臨界連續(xù)的電感值。
代入式(3)有：
 (7)
利用狀態(tài)空間平均法可以建立CCM模式下的反激變換器的小信號模型，如圖2所示。
圖2 CCM模式下的反激變換器的小信號模型
從中可以導(dǎo)出開環(huán)輸出阻抗為：
 (8)
其中
由式(8)可以看出，對設(shè)計(jì)好的Buck-Boost變換器，其輸出阻抗僅為開關(guān)管導(dǎo)通比的函數(shù)。通過PWM控制開關(guān)管的導(dǎo)通占空比D，就可以控制變換器的開環(huán)輸出阻抗。
Droop法均流原理
分布式電源系統(tǒng)并聯(lián)使用的好處是可以實(shí)現(xiàn)電源模塊化和標(biāo)準(zhǔn)化系統(tǒng)設(shè)計(jì)，可以實(shí)現(xiàn)冗余設(shè)計(jì)，提高系統(tǒng)的可靠性。但同時(shí)要求并聯(lián)的電源之間采取均流(Current-sharing)措施，以保證并聯(lián)電源模塊之間的電流應(yīng)力和熱應(yīng)力均勻分配。
Droop法又叫改變輸出內(nèi)阻法、斜率控制法、電壓下垂法、外特性下垂法、輸出特性斜率控制法，線路簡單，易于實(shí)現(xiàn);均流精度不高，適用于電壓調(diào)整率要求不高的并聯(lián)系統(tǒng)。
圖3 開關(guān)電源電路模型
圖4 開關(guān)電源的輸出曲線
如圖3所示的單個(gè)開關(guān)電源，它的輸出特性曲線如圖4所示，其輸出電壓Vo與負(fù)載電流Io的關(guān)系為：
 (9)
圖5 兩臺開關(guān)電源并聯(lián)的電路模型
當(dāng)兩臺開關(guān)電源按圖5并聯(lián)時(shí)，每個(gè)開關(guān)電源的負(fù)載電流為：
 (10)
 (11)
其中
圖6 并聯(lián)后開關(guān)電源的外特性斜率
從圖6顯見，外特性斜率小(即輸出阻抗小)的電源，分配電流的增長量比外特性斜率大的電源增長量大。
Droop法實(shí)現(xiàn)均流的主要手段就是利用電流反饋調(diào)節(jié)每個(gè)變換器的外特性斜率，使并聯(lián)變換器的輸出阻抗接近一致，從而達(dá)到輸出均流。
由前文所述，反激電路的輸出阻抗為開關(guān)管導(dǎo)通占空比的函數(shù)，因此用反激電路實(shí)現(xiàn)Droop法均流的途徑，應(yīng)該通過電流檢測信號控制開關(guān)管導(dǎo)通占空比來實(shí)現(xiàn)，或者說電流檢測信號要參與PWM控制。
本文用Droop法設(shè)計(jì)了兩個(gè)12V輸出的并聯(lián)DC/DC變換器，結(jié)構(gòu)如圖7所示，技術(shù)指標(biāo)要求如下。
圖7 Droop法均流DC-DC設(shè)計(jì)原理框圖
輸入電壓：17V～32VDC;
輸出電壓：12VDC;
輸出最大功率：30W;
工作頻率：200kHz。
電壓調(diào)整率：小于±3%;
負(fù)載調(diào)整率：小于±3%;
效率：大于70%;
紋波：于70mV。
設(shè)計(jì)結(jié)果
● 負(fù)載調(diào)整率
本文研究的反激式變換器的輸出方式是離線式設(shè)計(jì)，而且電壓采樣信號沒有從輸出端直接采樣，而是采用了磁隔離采樣技術(shù)。這種設(shè)計(jì)可以不借助啟動(dòng)隔離電 路和隔離驅(qū)動(dòng)電路而實(shí)現(xiàn)離線式輸出，線路簡單，但帶來的缺點(diǎn)是負(fù)載調(diào)整率做不到很高。理論上很難把負(fù)載調(diào)整率做到±5%，有關(guān)文獻(xiàn)介紹這種 設(shè)計(jì)(輸出12V，電流從0.1～0.3A變化)可以實(shí)現(xiàn)的負(fù)載調(diào)整率±3%，本設(shè)計(jì)經(jīng)過一些有效的措施，使得負(fù)載調(diào)整率在負(fù)載電流從 0.1～1.3A變化時(shí)達(dá)到±3%。
變壓器耦合
由于電壓采樣信號是通過變壓器電壓采樣信號繞組耦合輸出電壓變化信號得到的，故信號耦合的好壞直接影響到輸出電壓負(fù)載調(diào)整率的好壞。經(jīng)過反復(fù)試驗(yàn)，得到兩點(diǎn)實(shí)踐經(jīng)驗(yàn)：
變壓器的繞制采用“三明治”式繞法，即初級繞組先繞一半，再繞次級繞組，繞后再將初級繞組剩余的匝數(shù)繞完，將次級繞組包裹在里面，這樣漏感最小，見圖8所示。
圖8 變壓器的繞制方法
輸出繞組和電壓采樣繞組并繞以實(shí)現(xiàn)最佳耦合效果。
工作模式
經(jīng)過試驗(yàn)發(fā)現(xiàn)，電路工作模式的不同對負(fù)載調(diào)整率影響也很大。當(dāng)電路設(shè)計(jì)原邊電感較大，工作于連續(xù)模式(CCM)時(shí)，使得負(fù)載變化引起的電流信號(峰值電感電流)波形斜率比較平(變化率小)，影響輸出電壓負(fù)載調(diào)整率;而電路工作于不連續(xù)模式(DCM)時(shí)，又影響效率。
所以經(jīng)過反復(fù)試驗(yàn)，電路設(shè)計(jì)原邊電感適中(變壓器初級匝數(shù)調(diào)整為6匝)，電路工作于臨界連續(xù)模式，結(jié)果對輸出電壓負(fù)載調(diào)整率有一定改善。
電壓采樣信號
試驗(yàn)中還發(fā)現(xiàn)，減小電壓取樣繞組的輸出阻抗等效于對電壓采樣信號有一定的放大效果，可以一定程度地改善輸出電壓負(fù)載調(diào)整率，如圖9所示。
圖9 減小電壓取樣繞組的輸出阻抗可改善輸出電壓負(fù)載調(diào)整率
結(jié)論
根據(jù)本文的有關(guān)研究和討論，以及結(jié)合設(shè)計(jì)中遇到的實(shí)際問題的解決，所設(shè)計(jì)的單端反激熱備份均流開關(guān)電源性能比較好，各項(xiàng)輸出參數(shù)見表1。
表1
兩個(gè)并聯(lián)DC-DC變換器的均流結(jié)果見圖10。
圖10 兩個(gè)并聯(lián)DC-DC變換器的均流結(jié)果
從結(jié)果來看,由于DC/DC1的輸出阻抗小于DC/DC2的輸出阻抗，穩(wěn)態(tài)調(diào)整的結(jié)果DC/DC1的輸出電流始終大于DC/DC2 的輸出電流，輸出電流的不平衡度為12.78%左右。
可以通過串聯(lián)電阻調(diào)節(jié)DC/DC1的輸出阻抗,能進(jìn)一步降低不平衡度，但這樣一來輸出效率下降，二來導(dǎo)致輸出負(fù)載調(diào)整率增大。
從設(shè)計(jì)結(jié)果看，基本實(shí)現(xiàn)了熱備份DC/DC輸出，整體效率和各項(xiàng)指標(biāo)比較好地達(dá)到了設(shè)計(jì)要求。 |
