| 當(dāng)前位置：首頁->方案設(shè)計 |
|
| 電源設(shè)計新思路：經(jīng)初級端進行精準控制的高效率充電器電源 |
|
|
| 文章來源： 更新時間：2012/5/14 19:26:00 |
在線咨詢： |
| |
初級端調(diào)節(jié)控制器(Primary Side Regulation, PSR)不需要次級端的反饋線路便可在初級端精準地控制充電器輸出的CV/CC，實現(xiàn)省電、高效率和低成本的電源。這種 PSR 不僅包含了跳頻 機制來降低EMI，更包括了省電模式降低待機時的電源消耗。
圖1為采用初級端調(diào)節(jié)控制的反激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計范例。PSR 控制器為了獲得次級端輸出電壓的信息，采用獨特的方式偵測變壓器輔助繞組上的波形，以獲得次級端的輸出信息進行反饋控制。圖2所示為主要的工作波形。
對于采用 PSR 控制器的反激式 (flyback) 轉(zhuǎn)換器工作于不連續(xù)導(dǎo)通模式之下會獲得較好的輸出調(diào)節(jié)能力。因此轉(zhuǎn)換器的工作原理如下:
當(dāng) PSR 內(nèi)部的 MOSFET 導(dǎo)通時 [ton]，輸入端電壓 VIN 會建立在變壓器的兩端，因此變壓器初級端的電流 iP 將會由零線性地上升到 ipk.；所以ipk.可以由式 (1) 推導(dǎo)出。在這段期間，輸入端的能量會儲存在變壓器中。
圖1， 采用PSR控制的返馳式轉(zhuǎn)換器電路圖
當(dāng) MOSFET 截止時 [toff]，原本存儲在變壓器的能量會使次級端的二極管導(dǎo)通，將能量傳給負載端。在這段期間，輸出端的電壓與次級端二極管的順向?qū)妷簩瓷涞捷o助繞組，因此可將輔助繞組電壓 VAUX 表示為式 (2)。此時 PSR 內(nèi)部的采樣機制將會采樣輔助繞組上的電壓，而輸出電壓的信息將會隨次級端電流減少而得知。PSR 取得輸出電壓的信息后會與內(nèi)部參考電壓 VREF 比較，形成一個電壓回路控制 MOSFET 的導(dǎo)通時間以穩(wěn)定恒定的輸出電壓。
當(dāng)次級端的輸出二極管上的電流減少為零時，此時輔助繞組上的電壓會因為變壓器的電感與MOSFET 上輸出電容 COSS 產(chǎn)生諧振，直到 MOSFET 再次導(dǎo)通。
圖 2, 控制器的輸出波形
其中 LP 為變壓器初級端的感量；ton 為MOSFET的導(dǎo)通時間；NAUX/NS 為變壓器輔助繞組與次級端繞組的圈數(shù)比；VO 為輸出電壓；VF 為次級端輸出二極管的正向?qū)妷骸?br />
這個采樣的方式同樣可以取得變壓器的放電時間 tdis，如圖 2 所示，次級端輸出二極管上的電流平均值會等于輸出電流 IO，因此輸出電流 IO 可以藉由 ipk 與 tdis 表示為式 (3)
其中 tS 為 PSR 控制器的開關(guān)周期；NP/NS 為初級端與次級端的圈數(shù)比；RSENSE 為初級端電流取樣電阻。
實際實現(xiàn)一個5W的充電器，輸出規(guī)格的定義為5V/1A。控制器采用FSEZ1216，這個PSR控制器集成了 600V 的高壓 MOSFET，因此可以減少驅(qū)動MOSFET 的線路與 PCB 走線的干擾。而為了要降低待機損耗，PSR控制器內(nèi)部的省電模式將會在輕載時線性地降低 PWM 的頻率，達到目前電源規(guī)范省電的需求；跳頻機制提升 EMI 的效能，同時充電器的輸出電壓會因配備較長的輸出纜線而導(dǎo)致輸出電壓降低，也可利用內(nèi)部補償機制提升輸出電壓的調(diào)節(jié)能力。
此技術(shù)利用采樣變壓器初級端的輔助繞組上的電壓達到輸出端的恒定電流與恒定電壓的調(diào)節(jié)，這樣的優(yōu)點可以節(jié)省傳統(tǒng)采用次級端反饋線路、光藕合器與次級端偵測電流電阻等組件。 |
| |
|
|
|
|
|
| |
|
| |
|
|
